摘要  給出了PWM型直流變換器存在的主要問題和解決辦法，敘述了BiCMOS相移諧振PWM 控制器UCC3895的功能框圖、管腳功能以及由其控制的諧振型DC/DC功率變換器的工作原理。 
    關(guān)鍵字  PWM 控制器;諧振;DC/DC 變換器 

0 引言

在PWM 型直流變換器中，功率開關(guān)管MOSFET在開通和關(guān)斷過程中，不僅承受一定的電壓，而且還承受一定的電流，因此，功率開關(guān)管在工作過程和開通、關(guān)斷過程中將產(chǎn)生導(dǎo)通損耗、開通損耗、關(guān)斷損耗和開關(guān)管結(jié)電容充放電損耗等。當(dāng)變換器的工作頻率升高時，開通損耗、關(guān)斷損耗和開關(guān)管結(jié)電容充放電損耗都將隨著開關(guān)頻率的升高而增加，從而使變換器的效率降低。開關(guān)管在電壓不為零的條件下開通，且在電流不為零的條件下關(guān)斷稱為硬開關(guān)。在開通和關(guān)斷過程中，變換器電路中的寄生電感和電容將產(chǎn)生很大的尖峰電壓和浪涌電流，還可能產(chǎn)生較強(qiáng)的電磁干擾。采用諧振變換器后，可利用LC 諧振技術(shù)降低開關(guān)管開通和關(guān)斷過程中的di/dt和du/dt，在功率開關(guān)管開通時，使兩端電壓先下降到零，電流才開始上升（零電壓開通），在功率開關(guān)管關(guān)斷時，使電流先下降到零，兩端電壓才開始上升（零電流關(guān)斷），這樣可以使變換器的開關(guān)損耗大幅度減小，使開關(guān)頻率得以提高，從而使變換器中的變壓器和濾波元件的體積大大減小，這樣便可在保持變換器高效的前提下，大大提高變換器的功率密度。BiCMOS 相移諧振PWM控制器UCC3895 可用于驅(qū)動和控制諧振型直流變換器。

1 UCC3895控制器主要特點(diǎn)

UCC3895相移諧振PWM控制器適用于全橋變換器控制。它可以通過移動一個半橋?qū)α硪粋€半橋驅(qū)動脈沖的相位，實現(xiàn)恒定頻率、高效率零電壓轉(zhuǎn)換脈沖寬度調(diào)制。該器件既可用作電壓型控制，也可用作電流型控制。

UCC3895 采用零電壓開關(guān)脈寬調(diào)制技術(shù)，在高頻工作狀態(tài)下具有很高的效率。該器件中還具有獨(dú)立的過流保護(hù)電路，能夠?qū)崿F(xiàn)快速故障保護(hù)。同時UCC3895 增強(qiáng)了控制邏輯能力、增加了自適應(yīng)延時設(shè)定和關(guān)斷能力。由于該器件內(nèi)裝BCDMOS，所以工作電流遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于相應(yīng)的雙極型控制器，工作頻率為500 kHz，工作電流只有5 mA，，在欠壓封鎖期間，工作電流只有150 滋A。軟啟動/軟關(guān)斷時間可以調(diào)整，最高工作頻率可達(dá)1MHz。

2 UCC3895 功能框圖和引腳功能

2.1 功能框圖

UCC3895的功能框圖如圖1所示。內(nèi)部包括誤差放大器、PWM比較器、PWM 鎖存器、延時電路、輸出驅(qū)動電路、自適應(yīng)延時設(shè)定比較器、欠壓封鎖比較器、基準(zhǔn)電壓正常比較器、電流取樣比較器和過流比較器等。

2.2 引腳排列及功能

UCC3895 最常用的封裝形式有DIL - 20 和SOIC - 20封裝，封裝的引腳排列如圖2所示。各引腳的功能如下。

腳1 EAN為誤差放大器的反相輸入端。

腳2 EAOUT為誤差放大器的輸出端。在器件內(nèi)部，該腳接在PWM比較器和空載比較器的同相輸入端，該腳電壓在器件內(nèi)部被箝位在軟啟動電壓的數(shù)值上，當(dāng)腳EAOUT電壓低于500 mV時，空載比較器關(guān)斷各輸出級電路;當(dāng)EAOUT腳電壓高于600 mV時，空載比較器重新開通各輸出級電路。

腳3 RAMP為PWM比較器的反相輸入端。采用平均電流型控制時，該腳接振蕩器定時電容CT兩端電壓。采用峰值電流型控制時，該腳接電流取樣信號（加上斜率補(bǔ)償信號）。

腳4 REF 為5（1±2%）V 基準(zhǔn)電壓。該電源不僅可為內(nèi)部電路供電，還可為外部負(fù)載提供5 mA電流。在欠壓封鎖狀態(tài)下，基準(zhǔn)電源關(guān)斷，在其他狀態(tài)下，基準(zhǔn)電源正常供電。為使基準(zhǔn)電源更加穩(wěn)定，在腳REF到地之間接入0.1μF 的旁路電容。

腳5 GND 為除輸出級外，芯片內(nèi)所有電路的接地端。

腳6 SYNC 為振蕩器的同步端。該腳為雙向控制腳，用作輸出腳時，腳SYNC 輸出與芯片內(nèi)部時鐘完全相同的時鐘信號；用作輸入腳時，加到腳SYNC的信號將控制內(nèi)部的振蕩器并作為芯片的時鐘信號。這種雙向控制功能可以保證多臺電源同步工作。同步信號也能使外接在腳CT的電容和腳RAMP的電容放電，該腳內(nèi)部同步電路輸入電壓的范圍為1.9～2.1V。

腳7CT為振蕩器定時電容。振蕩器方框圖如圖3所示。內(nèi)部的振蕩器以可調(diào)電流對CT充電。兩端的電壓波形是峰值為2.5V的鋸齒波。

腳8 RT為振蕩器定時電阻。在UCC3895中，外接的振蕩器定時電阻RT確定外接定時電容器的充電電流，從而決定振蕩器的工作頻率。RT的阻值一般在40～120 kΩ之間，軟啟動電容的充放電電流也由該電阻控制。

腳9、10 DELAB、DELCD 為各互補(bǔ)輸出端之間的延時調(diào)整。DELAB 可調(diào)整輸出端A和B之間的死區(qū)時間，DELCD可調(diào)整輸出端C和D之間的死區(qū)時間，該延時加到橋式變換器同一橋臂的兩個互補(bǔ)輸出脈沖之間。同時延遲時間可以選擇，在延遲時間內(nèi)，外部功率轉(zhuǎn)換器可以實現(xiàn)諧振轉(zhuǎn)換。

腳11 ADS 為自適應(yīng)延時設(shè)定。自適應(yīng)延時設(shè)定電路如圖4所示。該腳設(shè)定最大和最小可調(diào)輸出延時死區(qū)時間的比率。當(dāng)該腳接腳CS時，不產(chǎn)生延時；當(dāng)該腳與地相接時，產(chǎn)生最長的延時。

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腳12 CS為電流取樣。該腳為電流取樣比較器的反相輸入端，也是過流保護(hù)比較器和ADS 放大器的同相輸入端。采用峰值電流型控制模式時，電流信號用于逐周限流，在具有次級輸出關(guān)斷門限的任何情況下，電流取樣信號還可以用于過流保護(hù)。出現(xiàn)過流故障時，輸出脈沖關(guān)斷，重新開始新的周期，這種功能稱為帶有完整軟啟動的“軟關(guān)斷”。

腳13、14、17、18 OUTA~OUTD為芯片內(nèi)四個互補(bǔ)MOS驅(qū)動器的輸出端。每個輸出端的最大輸出電流為100 mA，用于驅(qū)動MOSFET。輸出端A 和B 完全互補(bǔ)，工作占空比可達(dá)50%，輸出端A 和B 驅(qū)動外接功率變換器的一個半橋電路，輸出端C 和D 驅(qū)動外接功率變換器的另一個半橋電路，輸出特性完全一樣，A 端和C 端輸出的脈沖具有一定的相移，B端和D端輸出的脈沖也具有一定的相移。

腳15 VDD為電源電壓端。腳VDD到地之間必須外接1.0μF以上的旁路電容。

腳16 PGND為輸出級接地端。為了消除模擬電路產(chǎn)生的輸出開關(guān)噪聲，該腳為輸出級的接地端，在應(yīng)用過程中，該腳與腳5 GND必須接在一起。

腳19 SS/DISB為軟啟動/關(guān)斷端。關(guān)斷狀態(tài)發(fā)生在器件外部強(qiáng)制腳SS/DISB 的電壓低于0.5V，強(qiáng)制腳REF 的電壓低于4 V，或者當(dāng)電源電壓VDD 低于欠壓封鎖門限電壓時，UCC3895都可以快速關(guān)斷。

當(dāng)腳REF 的電壓低于4 V 或者在欠壓狀態(tài)下，腳SS/DISB 通過內(nèi)部MOSFET開關(guān)管接地。當(dāng)檢測到過流故障（CS≥2.5V）時，軟關(guān)斷過程開始，軟關(guān)斷過程將一直持續(xù)到腳SS/DISB電壓低于0.5 V。軟啟動狀態(tài)發(fā)生在當(dāng)發(fā)生故障或關(guān)斷狀態(tài)消失后，電源電壓VDD高于啟動門限電壓，或者在軟關(guān)斷過程中腳SS/DISB電壓低于0.5 V時，腳SS/DISB 將轉(zhuǎn)入軟啟動狀態(tài)。腳SS/DISB外接的電阻和電容決定啟動的時間常數(shù)。

腳20 EAP為誤差放大器的同相輸入端。

3 應(yīng)用電路

采用UCC3895 的相移諧振變換器簡化電路及工作波形如圖5和圖6所示。電阻RT和電容CT數(shù)值的大小決定內(nèi)部振蕩器的工作頻率，振蕩器輸出時鐘脈沖(CLOCK)的波形如圖6所示。腳3外接電容C1的大小決定斜波電壓（RAMP）的斜率，UCC3895有四個輸出端，OUTA 和OUTB 端輸出的信號通過變壓器Tr1加到VTA和VTB的柵極，OUTC 和OUTD端輸出的信號通過變壓器Tr2 加到VTC和VTD 的柵極，各端輸出信號的波形如圖6所示。各脈沖之間的延遲時間由電阻R1和R2決定，分壓電阻R3和R4決定自適應(yīng)延時設(shè)定腳的電壓，從而調(diào)整各路輸出信號之間的延遲時間。

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輸入的直流電壓VIN經(jīng)電流互感器Tr4加到橋式變換器的輸入端，VTA、VTD 和VTC、VTB 在驅(qū)動信號的作用下交替導(dǎo)通，實現(xiàn)能量轉(zhuǎn)換，當(dāng)VTA 和VTD導(dǎo)通時，輸入電壓VIN 經(jīng)VTA、Tr3 和VTD構(gòu)成通路，當(dāng)VTC、VTB導(dǎo)通時，輸入電壓VIN經(jīng)VTC、Tr3和VTB構(gòu)成通路。Tr3次級上的交流電壓經(jīng)二極管VD1、VD2整流后，再經(jīng)L1、L2和C3濾波后輸出直流電壓VOUT。變換器輸出電壓經(jīng)電阻R5和R6分壓后，再經(jīng)光電耦合器VT1反饋到UCC3895的腳EAP，該電壓與器件內(nèi)部的斜波電壓進(jìn)行比較，調(diào)整PWM控制器輸出脈沖信號的寬度，從而穩(wěn)定變換器輸出電壓VOUT，PWM控制信號波形如圖6所示。電流互感器Tr4對變換器的輸入電流進(jìn)行取樣，該取樣信號加到UCC3895 的腳CS，利用該信號可以實現(xiàn)過流保護(hù)，當(dāng)出現(xiàn)過流故障時，關(guān)斷輸出脈沖，重新開始新的周期。

在該電路中，諧振電路由MOSFET（VTA、VTB、VTC和VTD）的結(jié)電容和變壓器Tr3的漏電感組成，在工作過程中，MOSFET的結(jié)電容和變壓器Tr3的漏電感進(jìn)行諧振，實現(xiàn)功率開關(guān)管的軟開通和軟關(guān)斷。

4 結(jié)語

由BiCMOS相移諧振PWM 控制器UCC3895 控制的諧振型直流變換器采用LC 諧振技術(shù)降低開關(guān)管導(dǎo)通過程中的du/dt 和di/dt，實現(xiàn)了功率開關(guān)管的零電壓開通和零電流關(guān)斷，這樣可以使變換器的開關(guān)損耗大幅度減小，開關(guān)頻率可達(dá)1MHz、2MHz 甚至高達(dá)10 MHz，從而使變換器中的變壓器和濾波元件的體積大大減小，因此，可在保持變換器高效的前提下，大大的提高了變換器的功率密度。

作者簡介： 
 
   

賀寶財(1961-)，男，西安通信學(xué)院講師，主圖6 諧振型變換器的主要工作波形要從事電子電源和動力電源的教學(xué)和研究。

參考文獻(xiàn)： 
 
   

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