BTR期間,Acqi(k)、Acqq(k)、Amp(k)都將迅速增加,而其他噪聲對應均值為零,另門限值為Ath,因此判斷突發(fā)幀到達的準則為：

max{Amp(k) k=0,1,…,m-1}≥Ath

令Amp(k0)=max{Amp(k) k=0,1,…,m-1};A0=A2(to+k0T+nTs),n=0,1,…,N-1;則多普勒頻移可由下式計算：

ΔωTs=(1/2)tan-1{acqi(k0)/acqq(k0)}

其中：acqi(k0)=NA0sin(2ΔωTs);acqq(k0)=NA0cos(2ΔωTs)

接受機勻加速直線運動時,即Δω在BTR期間變化時,令Δω=Δω0+β,其中Δω0為起始頻差,β為角速度,同樣可計算：

    xi(t)=A2(t)sin(2Δω0Ts)cos[4βTs(t-Ts)]+A2(t)

cos(2Δω0Ts)sin[4βTs(t-Ts)]

xi(t)=A2(t)cos(2Δω0Ts)cos[4βTs(t-Ts)]+A2(t)

sin(2Δω0Ts)sin[4Ts(t-Ts)]

假設當t=0時報頭出現(xiàn),又： 4βT2s(N-1) ≤0.01時,sin[4βTs(t-Ts)]≈0,0≤t≤Ntscos[4βTs(t-Ts)];令max{sin[βTs(t-Ts)]}=sin[4βTs2s(N-1)]則有：

cos{4βTs(t0+kT-Ts)}≈cos{4βTs(t0+kT)}≈…≈

cos{4βTs[t0+kT+(N-2)Ts]}

令λ=cos{4βTs(t0+kT-Ts)},多普勒頻移可由下式計算：

Δω0Ts=(1/2)tan-1{acq,(k0)/acqq(k0)}

其中：acqi(k0)=NλA0sin(2ΔωTs);acqq(k0)=NλA0cos（2ΔωTs）

由于假設 4βT2s(N-1) ≤0.01,根據(jù)多普勒頻移與接受機運動速度v關系式fD=(fc/c)v（fc為載波頻率;c為光速）,對時間t求導可推出：v''=(β/2π)（c/fc）。對于普通接收機的運加加速度,完全滿足假設條件。

由上面推導可以得出結論：在接收機勻直運動與加速運行中,依照該算法,信號能量的檢測、多普勒頻移、位定時信號可以實現(xiàn)聯(lián)合捕獲。該算法在DSP上的實現(xiàn)表明,捕獲周期較短,可以快速進行位定時。

3 系統(tǒng)的DSP實現(xiàn)

3.1 硬件設計

整個捕獲系統(tǒng)的算法部分用TI公司的TMS320C542 DSP芯片實現(xiàn)。TMS320 C542的運算速度為100MIPS,采用先進的修正哈佛結構,指令為6級深度流水線作業(yè)。在同一機器周期可有1～6條不同指令并行工作。此外還含有兩個帶緩沖的串口,6個DMA控制器,2個16位可編程定時器,8位行主機接口HPI。外部總線具有關斷控制,以斷開外部的數(shù)據(jù)總線、地址總線和控制信號。片內(nèi)資源包括2K的ROM和10K的DRA。C542的指令功能強大,可以完成存儲塊搬移、并行存儲、并行裝入和快速中斷返回等諸多功能[1][2][5]。

硬件系統(tǒng)框圖如圖3所示。來自前端的信號經(jīng)高速A/D變換和串口1送至TMS320C542 DSP芯片,在DMA控制器作用下送到采樣數(shù)據(jù)緩沖器。時鐘用于突發(fā)幀接收的定時控制。C542 DSP除了完成位定時捕獲算法以外,還要完成捕捉之前的系統(tǒng)初始化;通過輔助控制電路選擇抽樣時鐘和選擇算法相關參數(shù)。BUS總線主要完成PC與DSP接口、數(shù)據(jù)I/O、提供時鐘等功能。輸出緩沖是碼流的暫時存儲區(qū)。接口電路分為兩部分：一部分控制編碼輸出緩沖,另一部分是通過串口0與C542 DSP連接的接口。接口使用RS232接口芯片,完成DSP串口與C542串口的連接,完成地直譯碼及與C542 DSP交換控制命令等功能。

3.2 軟件設計

軟件設計是快速位定時捕獲算法的核心。完成信號能量的檢測、多普勒頻移、位定時信號捕獲,絕大部分依靠DSP實時處理運算的結構。軟件流程圖如圖4所示。

程序執(zhí)行采用中斷方式。DSP及時響應來自總線的中斷和控制命令,實時調(diào)用相應的算法模塊更改參數(shù)、計算,并由串口將得出的捕獲結果輸出。

輸入數(shù)據(jù)由MATLAB通信仿真產(chǎn)生的含多普勒頻移和高斯白噪聲信號,假設已經(jīng)過串/并轉(zhuǎn)換,并將信息碼流定為4.8kbps;符號速率2.4ksymbols/s,抽樣頻率9.6samples/s,由總線送出,運算時采取先累加再乘方的方法,窗口寬N取16,同BTR碼的長度L相同。

將內(nèi)部數(shù)據(jù)存儲單元化為I、Q兩個區(qū),對兩個區(qū)同時進行讀寫操作�？偩�送出的系統(tǒng)參數(shù)放至第三區(qū),在初始化時調(diào)用。將串口數(shù)據(jù)分別送入I、Q存儲區(qū),指針初始化后,DSP的運算步驟為：

（1）指針指向第一個值xi(0),xq(0)起始指針i=0;

（2）累加：Acqi=xi(0)+xi(1)+xi(2)+…+xi(N-1);

Acqq=xq(0)+xq(2)+…+xq(N-1);

（3）計算Amp(k),與門限值Ath比較：大于則轉(zhuǎn)向計算Δω,否則計算t=t0+(k+1)Ts時刻情形。

計算Δω的tan-1的近似公式如下：

Δω=1/2Ts{[acqi(k0)/acqq(k0)]-1/3[acqi(k0)]3+1/5[acqi(k0)/acqq(k0)]5+0(x7)}

對于多組數(shù)據(jù)進行運算,結果表明隨著信噪比的不同,位定時捕獲能力不同。但在較寬的范圍內(nèi),移動臺的加速度不超過5m/s2時,多普勒頻移小于或等于0.25Rs(符號速率)時,在16～24個符號內(nèi)都能夠?qū)崿F(xiàn)多普勒頻移的快速捕獲,將捕獲結果保存。在同一參數(shù)的解調(diào)系統(tǒng)中送至送至位定時跟蹤和匹配濾波器,能夠成功實現(xiàn)π/4-DQPSK的解調(diào)仿真。

4 實驗結果和結論

采用信道加噪聲方法進行仿真,白噪聲依據(jù)MATLAB信號處理工具產(chǎn)生,仿真參數(shù)如前所述,可得到仿真結果如圖5所示。選取大多普勒頻移500Hz,可以看出實際隨著碼流的加長,頻移誤差越來越小,達到捕捉效果。

本文討論了一種可應用在陸地或衛(wèi)星移動通信中的快速位定時捕獲算法的DSP實現(xiàn)技術,并進行了詳盡理論、設計闡述。實驗表明,這種算法的效率較高,能夠在較短的周期內(nèi)實現(xiàn)多普勒頻移的計算、位定時的捕獲。與傳統(tǒng)的位定時捕獲算法相比：捕獲周期短,有利于縮短報頭,利用DSP實時處理穩(wěn)定性更高、抗干擾能力強、系統(tǒng)升組方便、更利于π/4-DQPSK調(diào)制技術在移動通信、衛(wèi)星通信等帶限信道中的潛力。然而,由于時間關系,沒有研究利用DSP實現(xiàn)匹配濾波器、位定時信號的跟蹤算法等技術。但是相位位定時捕獲算法的DSP實現(xiàn)對其他π/4-DQPSK調(diào)制技術的整體DSP實現(xiàn)都提供了一定的參考價值,仿照該技術,也可對其進行有益的研究。