1 引言
pwm變換器的控制技術(shù)是風(fēng)力發(fā)電技術(shù)的核心技術(shù)之一，本文設(shè)計(jì)的pwm變換器(見圖1)是基于pi調(diào)節(jié)器的雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，并對(duì)提高網(wǎng)側(cè)pwm變換器抗擾動(dòng)性能的前饋控制策略進(jìn)行了研究。采用改進(jìn)的前饋控制策略，對(duì)于負(fù)載擾動(dòng)和電網(wǎng)電壓三相平衡跌落，具有很好的抗干擾能力。

圖1 pwm整流器主電路

2 pwm變換器的數(shù)學(xué)模型和控制框圖
2.1 pwm變換器d-q軸下的數(shù)學(xué)模型^[1]
將三相靜止對(duì)稱軸系中pwm整流器的一般數(shù)學(xué)模型經(jīng)坐標(biāo)變換后，即得到vsr的dq模型，可解決對(duì)時(shí)變系數(shù)微分方程的求解，便于對(duì)參量解耦及獲得控制策略。坐標(biāo)系及矢量分解如圖2所示，其中(d，q)軸系以電網(wǎng)基波角頻率ω同步逆時(shí)針旋轉(zhuǎn)。

圖2 坐標(biāo)系及矢量分解

根據(jù)幅值不變?cè)?，進(jìn)行矢量分解。經(jīng)推導(dǎo)，可得同步旋轉(zhuǎn)(d，q)軸系下的pwm整流器數(shù)學(xué)模型：
(1)
式中: e_d，e_q——電網(wǎng)電壓e的d，q軸分量；
u_d，e_q——vsr交流側(cè)電壓矢量u的d，q軸分量；
i_d，i_q——vsr交流側(cè)電流矢量i的d，q軸分量。
2.2 pwm整流器的控制策略^[2]
三相vsr控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)采用雙閉環(huán)控制，電壓外環(huán)主要控制三相vsr直流側(cè)電壓穩(wěn)定在指定值，電流內(nèi)環(huán)按照電壓外環(huán)輸出的電流指令對(duì)有功無功電流進(jìn)行控制，在同步旋轉(zhuǎn)(d，q)軸系下電流控制器跟蹤參考電流產(chǎn)生合適的參考電壓。然后，參考電壓矢量被轉(zhuǎn)換到三相靜止軸系中，產(chǎn)生pwm脈沖，驅(qū)動(dòng)開關(guān)。
(1) 電網(wǎng)電壓定向矢量控制
選取d軸與電網(wǎng)電壓矢量e重合，則d軸表示有功分量參考軸，而q軸表示無功分量參考軸。此時(shí)，電網(wǎng)電壓的q軸分量e_q為零。為了實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)，無功電流分量i_q的參考值i_q^*設(shè)為零。
vsr雙閉環(huán)控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖如圖3所示。

圖3 vsr雙閉環(huán)控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖

由式(1)可以看出，變換器交流側(cè)電流的d，q軸分量存在著相互耦合，無法對(duì)電流的d，q軸分量進(jìn)行單獨(dú)控制，給控制器設(shè)計(jì)造成一定困難。為此，可采用前饋解耦控制策略，對(duì)usd，usq進(jìn)行前饋補(bǔ)償。當(dāng)電流調(diào)節(jié)器采用pi調(diào)節(jié)器，則指令電壓可以計(jì)算為

(2)
式中 i_q^*，i_d^*——電流i_d，i_q的指令參考值。
(2)電流內(nèi)環(huán)的前饋解耦控制
vsr電流內(nèi)環(huán)控制結(jié)構(gòu)框圖如圖4所示。

圖4 vsr電流內(nèi)環(huán)控制結(jié)構(gòu)框圖

由于電流的d，q軸分量具有對(duì)稱性，i_d，i_q控制器可以使用相同的參數(shù)，因此主要對(duì)i_d控制器進(jìn)行設(shè)計(jì)。由圖4可以看出：pi調(diào)節(jié)器的輸出補(bǔ)償了交流側(cè)電感和電阻上的電壓降；控制器采用電流d，q軸分量的解耦項(xiàng)抵消了vsr系統(tǒng)中電流d，q軸分量的交叉耦合項(xiàng)；電網(wǎng)電壓的前饋分量抵消了vsr系統(tǒng)中電網(wǎng)電壓的影響。
解耦后，被控對(duì)象簡化為交流側(cè)電感，控制量為流過電感的電流。顯然系統(tǒng)為線性系統(tǒng)，可以采用線性控制理論進(jìn)行控制器設(shè)計(jì)。
2.3 改進(jìn)的前饋控制策略
vsr的傳統(tǒng)控制方式下只有 d 軸電流可供控制，致使負(fù)載突變時(shí)動(dòng)態(tài)響應(yīng)受到限制^[2]。當(dāng)負(fù)載電流i_l變化時(shí)，首先使直流輸出電壓u_dc偏離設(shè)定值，然后通過電壓調(diào)節(jié)器的調(diào)節(jié)，減小直到消除u_dc同設(shè)定值之間的差，系統(tǒng)重新進(jìn)入穩(wěn)態(tài)。可見，負(fù)載電流i_l對(duì)于整個(gè)控制系統(tǒng)而言是一個(gè)外部擾動(dòng)信號(hào)。根據(jù)控制理論，前饋控制可以消除擾動(dòng)對(duì)系統(tǒng)的影響，引入前饋控制后能克服電壓調(diào)節(jié)環(huán)調(diào)節(jié)速度慢的不足，從而改善系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)，減小負(fù)載擾動(dòng)對(duì)系統(tǒng)的影響。
忽略三相vsr橋路自身損耗和開關(guān)器件的開關(guān)損耗，則三相vsr交流側(cè)有功功率p_ac應(yīng)與橋路直流側(cè)功率p_dc相等。且e_q=0，穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)有
(3)
由于電流環(huán)具有快速的動(dòng)態(tài)相應(yīng)，故可忽略電流環(huán)動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)過程，則
　 (4)
根據(jù)式(3)和式(4)可以推導(dǎo)出以下公式
(5)
(6)
式中 k_f`——負(fù)載電流與指令電流的比例系數(shù)，k<sub>f</sub>`= i_d*/i_l；
k_f``——輸入電壓d軸分量與指令電流比例系數(shù)，k<sub>f</sub>``=e_di_d^*。
式(5)是負(fù)載電流前饋控制。由式(5)可以看出，母線電壓與電網(wǎng)電壓直接相關(guān)，因此負(fù)載電流前饋控制對(duì)電網(wǎng)電壓波動(dòng)的抗干擾能力較差。
式(6)是輸入電壓的一種前饋控制。由式(6)可以看出，母線電壓穩(wěn)態(tài)時(shí)與電網(wǎng)電壓無關(guān)，對(duì)電網(wǎng)電壓的波動(dòng)具有較強(qiáng)的抗干擾能力。但是，此時(shí)母線電壓與負(fù)載電流直接相關(guān)，對(duì)負(fù)載變化的抗干擾能力較差。
因此，本文采用了一種改進(jìn)的前饋控制策略，對(duì)負(fù)載擾動(dòng)和電網(wǎng)電壓的波動(dòng)具有很好的抗干擾能力。令
(7)
把式(7)代入式(3)中，則
(8)
由式(8)可以看出，母線電壓穩(wěn)態(tài)時(shí)與負(fù)載和電網(wǎng)電壓都無關(guān)。負(fù)載或電網(wǎng)電壓發(fā)生變化時(shí)，前饋信號(hào)都能夠動(dòng)態(tài)跟蹤變化，快速調(diào)整進(jìn)線電流，維持輸入與輸出之間的功率平衡，從而維持母線電壓的穩(wěn)定。
vsr控制系統(tǒng)中電流參考信號(hào)i_d^*由電壓pi控制器的輸出和前饋信號(hào)兩部分組成。改進(jìn)的前饋控制框圖如圖5所示。

圖5 改進(jìn)的前饋控制方案

3 控制器的硬件設(shè)計(jì)
硬件控制電路是以ti公司的tms320f2812為核心的控制板。其主要功能有采樣信號(hào)的調(diào)理，pwm脈沖的產(chǎn)生，d/a信號(hào)輸出，網(wǎng)側(cè)電壓過零點(diǎn)檢測(cè)等。
風(fēng)力發(fā)電機(jī)組的核心控制由主控制系統(tǒng)和pwm變流控制系統(tǒng)共同實(shí)現(xiàn)，其中主控系統(tǒng)的作用是實(shí)現(xiàn)整機(jī)的控制，包括風(fēng)速測(cè)量、功率計(jì)算、pwm變流系統(tǒng)的指令給定、變速變槳控制、所有接觸器的控制等，變流控制系統(tǒng)的作用是根據(jù)主控板提供的給定信號(hào)，分別向變流系統(tǒng)中的電機(jī)側(cè)逆變器、制動(dòng)單元和并網(wǎng)逆變器發(fā)出相應(yīng)控制脈沖，使發(fā)電機(jī)的能量通過整流、和逆變后送入電網(wǎng)，在保持中間直流電壓恒定的同時(shí)，使逆變器輸出電流達(dá)到電網(wǎng)連接要求。
控制系統(tǒng)硬件框圖如圖6所示。

圖6 pwm控制器dsp控制板硬件框圖

dsp外圍電路由以下幾部分成：
(1)電源及復(fù)位電路，此功能由tps70351芯片實(shí)現(xiàn)，該芯片可以輸出3.3v和1.8v兩種電壓，滿足dsp供電的需要。同時(shí)可以輸出復(fù)位信號(hào)，并可以接手動(dòng)位按鈕；
(2) ad基準(zhǔn)電路，2812芯片內(nèi)部自帶ad采樣的基準(zhǔn)電路，可以滿足ad采集的需要，也可以利用電壓源和運(yùn)放芯片產(chǎn)生1v和2v的信號(hào)提供給dsp，提高ad采集的精度。由于2812芯片只能接受0～3v的電壓信號(hào)，而信號(hào)調(diào)理板給dsp控制板的信號(hào)為雙極性信號(hào)，所以需要把信號(hào)抬高1.5v后再送給dsp。恰好可以利用dsp輸出的1v和2v信號(hào)給一運(yùn)放芯片，把雙極性的模擬量輸入調(diào)整到0～3v之間；
(3)d/a輸出電路，采用并口16位da芯片ad574；
(4)pwm輸出驅(qū)動(dòng)和igbt故障檢測(cè)電路；
(5)模擬量輸入調(diào)理電路，由差分放大器ina114和運(yùn)放ina2137組成。

4 軟件流程圖
控制系統(tǒng)軟件由主程序和兩個(gè)主要的中斷服務(wù)程序組成，主程序?qū)崿F(xiàn)軟件的初始化，初始化系統(tǒng)控制相關(guān)寄存器，i/o口初始化，定時(shí)器初始化，pwm波形輸出相關(guān)寄存器初始化，ad采集相關(guān)寄存器初始化，pi調(diào)節(jié)器參數(shù)初始化，中斷初始化等。系統(tǒng)包含兩個(gè)主要中斷服務(wù)程序，ad采集中斷主要負(fù)責(zé)模擬量的采集，主中斷服務(wù)程序?qū)崿F(xiàn)電壓電流的坐標(biāo)變換，具體的變換過程可以參考控制框圖，軟件鎖環(huán)節(jié)保證變流器輸出的電壓電流同相位，實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)，svpwm算法的采用保證了啟動(dòng)電流波形沖擊小且thd值低?？刂葡到y(tǒng)的軟件流程圖見圖7。

圖7 系統(tǒng)軟件流程序圖

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果
由圖8和圖9可以看出，本文設(shè)計(jì)的pwm變換器控制器實(shí)現(xiàn)了單位功率因數(shù)，并且保證了直流母線電壓和逆變器輸出電流啟動(dòng)平穩(wěn)，無超調(diào)，啟動(dòng)電流沖擊小。

圖8 a相電壓和電流波形

圖9 直流母線電壓和一相電流波形

6 結(jié)束語　　
本文設(shè)計(jì)的pwm變換器控制器已經(jīng)成功運(yùn)用于哈爾濱九洲電氣股份有限公司1.5mw風(fēng)電變流器實(shí)際生產(chǎn)中，并取得了良好的經(jīng)濟(jì)效益和社會(huì)效益。

作者簡介
裴景斌（1978-） 男 工程師，主要研究方向?yàn)轱L(fēng)力發(fā)電變流器控制。

參考文獻(xiàn)
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